При подаче сигнала на неинвертирующий вход приращения входного и выходного сигналов совпадают по фазе. При подаче сигнала на инвертирующий вход приращение выходного сигнала противоположно по фазе приращению входного сигнала. Выводы, к каким подключаются источники питающего напряжения ±ЕП, и вспомогательные цепи на принципиальных схемах не обозначают.
|
| Рис. 8.5 |
Наиболее значимая черта ОУ – передаточная черта (рис. 8.5) – является зависимостью выходного напряжения от входного. Кривая 1 соответствует подаче входного напряжения на неинвертирующий вход, кривая 2 – на инвертирующий. Обе характеристики приобретают при подаче входного сигнала на один из входов и нулевом сигнале на втором. Горизонтальные участки черт соответствуют или режиму насыщения, или режиму отсечки транзисторов выходных каскадов, наряду с этим ½UВЫХm½=(0,9¸0,95)ЕП. Наклонные участки соответствуют пропорциональной зависимости выходного напряжения от входного.
Современные ОУ имеют следующие главные параметры:
Параметры ОУ,каковые характеризуют его уровень качества, очень бессчётны. К главным относятся следующие.
1. Коэффициент усиления К – отношение трансформации выходного напряжения к позвавшему его трансформации дифференциального входного напряжения при работе усилителя на линейном участке чёрта:
kU= UВЫХ/ UВХ,
где DUВЫХ, DUВХ – входного напряжений и приращения выходного ОУ. Величина kU возможно выяснена по передаточной чёрту ОУ. Коэффициент усиления зависит от напряжения питания ЕП, температуры воздуха и изменяется от экземпляра к экземпляру. По данной причине ОУ (за исключением компараторов) не используют без цепей обратной связи (ОС), стабилизирующих величину kU. Величины kU лежат в диапазоне 103 – 106.
2. Напряжение смещения UСМ – дифференциальное входное напряжение (U+–U–), при котором выходное напряжение усилителя равняется нулю UВЫХ = 0 (рис. 8.5). Напряжение смещения обусловлено разбросом параметров элементов, входящих в состав ОУ. Большое по модулю значение UСМ для усилителей, входные каскады которых выполнены на биполярных транзисторах, значительно чаще образовывает 3 – 10 мВ. У тех ОУ, входной каскад которых строится на полевых транзисторах, напряжение смещения в большинстве случаев в десять раз больше (30 – 100 мВ).
3. Средний входной ток IВХ – среднеарифметическое значение токов Н – и И – входов усилителя, измеренных при таком входном напряжении UВХ, при котором выходное напряжение UВЫХ равняется нулю. Входной ток является током спокойствия баз (затворов) транзисторов входных каскадов ОУ. Средний входной ток интегральных усилителей с входными каскадами на биполярных транзисторах в большинстве случаев лежит в диапазоне 0,01 – 1 мкА. Такие малые значения IВХ обеспечиваются за счет работы входных транзисторов ОУ в режиме малых коллекторных токов. Предстоящее понижение входных токов (до 1 нА и меньше) достигается при применении полевых транзисторов во входных каскадах ОУ.
В случае, если сопротивления внешних цепей, подключенных к входам усилителя, неодинаковы, то разность падений напряжений от входных токов на них приводит к дополнительному напряжению, складывающееся с напряжением смещения.
Для исключения влияния на работу ОУ напряжения смещения и входных токов усилители дополняют элементами для их начальной балансировки. Величина сопротивления резистора R , вводимого в цепь одного из входов, должна быть равна неспециализированному сопротивлению резисторов, подключенных к второму входу, т.е.
R 
R1 eeR2,
где R1, R2 – сопротивления второго входа ОУ.
При исполнении этого условия входы ОУ будут эквипотенциальны при любом значении IВХ.
Напряжение смещения компенсируется подачей на один из входов напряжения, снимаемого с движка потенциометра R3.
4. Разность входных токов IВХ – полное значение разности токов двух входов усилителя |I+–I–|, измеренных тогда, в то время, когда напряжение на выходе усилителя равняется нулю. Данный разностный ток в значительной мере говорит о том, как велика несимметрия входного каскада ОУ. В случае, если значение IВХ близко к нулю, то влияние входных токов I+ и I- на входное напряжение ОУ возможно значительно уменьшить, устанавливая однообразными эквивалентные проводимости внешних цепей, присоединенных к Н- и И- входам ОУ. В большинстве случаев IВХ образовывает 20–50% IВХ.
5. Входное сопротивлениеRВХ – сопротивление со стороны одного из входов ОУ, в то время, когда второй заземлен. В некоторых случаях это сопротивление именуют входным сопротивлением для дифференциального сигнала, с тем дабы отличить его от входного сопротивления для синфазного сигнала. Входное сопротивление ОУ имеет значения от нескольких килоом для биполярных транзисторов до единиц и более мегаом для полевых транзисторов.
6. Входное сопротивление для синфазного сигнала RCФ определяют как отношение приращения синфазного напряжения к приращению среднего тока усилителя. Величина rCФ в большинстве случаев на 1 – 2 порядка и более превышает RВХ.
7. Выходное сопротивление ОУ RВЫХ определяется совершенно верно равно как и для любого другого усилителя и образовывает в большинстве случаев величину RВЫХ = (20…200) Ом. Это сопротивление, измеренное со стороны нагрузки, является сопротивлением выходных каскадов ОУ, выстроенных на эмиттерных повторителях.
8. Коэффициент ослабления синфазного сигнала kОСсф – отношение коэффициента усиления kU к коэффициенту передачи синфазного сигнала:
kОСсф=20 lg( kСФ / kU ) .
Коэффициент передачи синфазного сигнала наряду с этим определяется как отношение трансформации выходного напряжения к позвавшему его трансформации синфазного входного напряжения. Коэффициент ослабления синфазного сигнала возможно выяснен и по-второму: как отношение синфазного сигнала к позванному этим знаком трансформации напряжения смещения усилителя.
Данный параметр зависит от величины коэффициента передачи синфазного сигнала kСФ, измеряемого при подаче на оба входа ОУ однообразных сигналов uВХ1=uВХ2 . Параметр характеризует асимметрию входов ОУ. В большинстве случаев для интегральных ОУ неспециализированного применения kОСсф=(–70¸–120) дБ.
9.Коэффициент влияния нестабильности источника питания КП – отношение трансформации напряжения смещения к позвавшему его трансформации одного из питающих напряжений UП (время от времени влияние нестабильности источников хорошего и отрицательного питающих напряжений характеризуют раздельными коэффициентами влияния). Данный коэффициент значительно чаще равен 2´10-5–2´10-4,что соответствует 20 – 200 мкВ/В.
10. Параметры цепи питания ЕП , IП . Разрешают выбрать двухполярный источник питания по мощности и напряжению. Эти параметры лежат в пределах
ЕП = (±5 … ±27) В, IП ? (0,03…10)мА .
11. Динамические особенности ОУ определяются в большинстве случаев двумя параметрами: частотной полосой (рис. 8.6,a) и скоростью трансформации выходного сигнала по его переходной характеристике (реакции на ступенчатое действие, рис. 8.6,б):
– частотная полоса ОУ определяется частотой единичного усиления f1, т. е. частотой, на которой коэффициент усиления ОУ значительно уменьшается до единицы. Значения f1 у многих интегральных ОУ лежат в диапазоне от десятых долей мегагерца до нескольких десятков мегагерц. Частотные параметры ОУ определяются по его амплитудно-частотной характеристике (рис. 8.6,а):
 а) |
 б) |
| Рис. 8.6 |
1) частота единичного усиления f1. Частота, при которой модуль коэффициента усиления делается равным единице;
2) предельная частота fВП. Частота, соответствующая понижению коэффициента усиления ОУ в раз если сравнивать с низкочастотным значением. В современных ОУ fВП достигает десятков МГц.
Понижение коэффициента усиления в области высоких частот является следствием ухудшения частотных влияния и свойств транзисторов паразитных емкостей схемы ОУ;
– большая скорость нарастания выходного напряженияОУ (V) определяется при подаче на его вход импульса напряжения прямоугольной формы:
VUвых = DUВЫХ / Dt.
Для типовых современных интегральных ОУ большая скорость нарастания VUвых=(0,1–100) В/мкс. Так как громаднейшая скорость трансформации синусоидального сигнала пропорциональна частоте и амплитуде этого сигнала, то ограничение скорости трансформации выходного сигнала ОУ ведет к ограничению амплитуды выходного неискаженного гармонического сигнала на высоких частотах.
12. Время установления tУСТ определяет изменение выходного напряжения ОУ от уровня 0,1 до отметки 0,9 от установившегося выходного напряжения. Типовые значения tУСТ=(0,05¸2) мкс.
13. Частотная коррекцияОУ осуществляется посредством резисторов и подключения конденсаторов к соответствующим зажимам ОУ. Назначение частотной коррекции – предотвращать автоколебания выходного сигнала при охвате усилителя цепью отрицательной обратной связи (ООС). Обстоятельство автоколебаний – нежелательные фазовые сдвиги в цепи и усилитель ООС, благодаря чего отрицательная обратная сообщение на некоей частоте получает свойства хорошей обратной связи. Чем сложнее усилитель и чем выше его коэффициент усиления, тем более склонен он к самовозбуждению (за счет паразитных емкостей между выходом и входом).
Цепи коррекции снижают коэффициент усиления ОУ на той частоте, на которой фазовый сдвиг в замкнутом контуре равен 360° (коррекция на отставание по фазе), либо уменьшают сдвиг фаз на тех частотах, на которых коэффициент усиления в замкнутом контуре больше единицы (коррекция на опережение по фазе). Рекомендуемые для разных конкретных ОУ цепи коррекции в большинстве случаев приводятся в управлениях по применению ОУ.
Операционные усилители К140УД6, К140УД7, К140УД8, К544УД1 имеют встроенные цепи частотной коррекции, реализованные, в большинстве случаев, на базе МОП- конденсаторов, формируемых в кристалле в один момент с другими элементами усилителя. Наличие внутренней частотной коррекции есть значительным преимуществом при эксплуатации усилителя, не смотря на то, что и не разрешает полностью применять динамические особенности усилителя при малых значениях коэффициента ООС.
Устойчивость усилителя, охваченного цепью отрицательной обратной связи, может значительно ухудшиться, если он нагружен на полное сопротивление, имеющее емкостный темперамент. В аналогичных случаях рекомендуется для предотвращения самовозбуждения подключать к выходному зажиму ОУ (в контура обратной связи) резистор сопротивлением 50 – 100 Ом.
Производимые ОУ классифицируются по группам:
– ОУ неспециализированного назначения, воображающие самая многочисленную группу универсальных ОУ;
– прецизионные ОУ, разрешающие с высокой точностью поддерживать большой kU, имеющие высокое малое и входное сопротивление UСМ ? 0,5мВ (к примеру 153УД5);
– быстродействующие ОУ, характеризующиеся высокими значениями VU вых и малым tУСТ; они имеют значения f1=(15¸20)МГц (к примеру 140УД10, КР544УД2);
– микромощные ОУ, потребляющие мельчайшую энергию от источника питания (к примеру 140УД12, IП
При анализе работы ОУ довольно часто пользуются схемой замещения. Вместе с тем для удобства расчетов, учитывая высокий уровень качества параметров современных ОУ, без внесения заметных погрешностей в расчеты можно считать kU ®¥ , RВХ®¥, RВЫХ®0.
Для оценки зависимости особенностей ОУ от температуры воздуха употребляются следующие параметры:
–Температурный дрейф напряжения смещения – для интегральных ОУ со входными каскадами на биполярных транзисторах образовывает в большинстве случаев 5 – 20 мкВ/К. Для усилителей, входные каскады которых выстроены на полевых либо на составных биполярных транзисторах, температурный дрейф напряжения смещения лежит в диапазоне 20 – 100 мкВ/К;
– Температурные трансформации входных токов ОУ имеют разный темперамент в зависимости от типа транзисторов, использованных во входных каскадах. В ОУ с входными каскадами на биполярных транзисторах входной ток значительно уменьшается при повышении температуры (это разъясняется тем, что коэффициент усиления транзистора возрастает, тогда как коллекторный ток остается постоянным). При повышении температуры от 20 до125°С входной ток ОУ на биполярных транзисторах значительно уменьшается практически втрое и приблизительно во столько же раз возрастает при уменьшении температуры от 20 до – 60°С.
В усилителях, входные каскады которых выполнены на полевых транзисторах, входной ток возрастает с повышением температуры. В этом случае входной ток – это по большей части ток закрытого р – n-перехода, что, как мы знаем, возрастает приблизительно в 2 раза при повышении температуры на 10° К.
Температурное изменение разности входных токов носит такой же темперамент, что и температурное изменение среднего входного тока: в ОУ с входными каскадами на биполярных транзисторах разность входных токов значительно уменьшается с повышением температуры, а в ОУ с входными каскадами на полевых транзисторах – возрастает. Благодаря неидентичности параметров транзисторов входного каскада разность входных токов ОУ может изменяться с относительным температурным коэффициентом, в 1,5 – 2 раза громадным, чем относительный ТК среднего входного тока ОУ.
– Температурный коэффициент коэффициента усиления ОУ возможно как хорошим, так и отрицательным в зависимости от типа и температуры ОУ. В полном диапазоне допустимых температур экологии коэффициент усиления ОУ изменяется в большинстве случаев не более чем в 3 – 5 раз.
Свойства ОУ
При анализе работы ОУ принимается:
1. Коэффициент усиления Ку®¥.
2. Входное сопротивление Rвх®¥.
3. Полоса рабочих частот нескончаема.
4. Выходное сопротивление Rвых®0.
Практическая трактовка особенностей ОУ.
1. В большинстве случаев Uп?15 В, Uвых
Uвх=Uвых/Ку=10/ (100000) =0,0001В=100mkВ@0.
|
|
| Рис. 8.7 | Рис. 8.8 |
Это указывает, что напряжение между входами ОУ близко к нулю (рис. 8.7). Примечание: это свойство справедливо, пока ОУ находится в линейном режиме, т.е. Uвых
2. DIвх=DUвх/Rвх@0/¥=0, т.е. входные выводы ОУ тока не потребляют: Iвх1=Iвх2=0 (рис. 8.8).
3. ОУ есть безинерционным устройством.
4. Выходное напряжение ОУ не зависит от нагрузки.
Базы схемотехники ОУ
Современные операционные усилители имеют как минимум несколько каскадов усиления.
Входной дифференциальный каскад усиления, в котором довольно часто применяют полевые транзисторы, снабжает входные характеристики ОУ, в частности высокое коэффициент усиления и входное сопротивление, достигающий нескольких миллионов.
 Рис. 8.9 |
 Рис. 8.10 |
Базой его есть усилительная схема на двух транзисторах. Схема входного дифференциального каскада продемонстрирована на рис. 8.9. Реализация источника тока I0 представлена на рис. 8.10. Ввиду полной идентичности транзисторов ток I0 делится между эмиттерами транзисторов поровну.
Разглядим случай при Uвх=0. Так как эмиттерные токи VT1 и VT2 равны I0/2, то коллекторные токи кроме этого равны I0/2 (пренебрегаем малыми базисными токами). График напряжений на элементах схемы представлен на рис. 8.11:
 Рис. 8.11 |
Uвых=Uвых1-Uвых2=0.
При Uвх¹0 график продемонстрирован на рис. 8.12. Под действием хорошего входного напряжения VT1 – раскрывается, VT2 – закрывается, т.е. в то время, когда
 Рис. 8.12 |
Uвых= Uвых1-Uвых2¹0
– баланс нарушен.
Недочёты для того чтобы дифференциального каскада:
1. Выходное напряжение снимается между коллекторами, т.е. не привязано к неспециализированной точке.
2. Низкий коэффициент усиления по напряжению при малом уровне тока I0 и конечных относительно низких номиналах Rк1 и Rк2.
Рис. 8.13
Схема современного входного дифференциального каскада продемонстрирована на рис. 8.13. VT1 и VT2 с источником тока I0 повторяют первую схему. Добавлены VT3 и VT4, образующие повторитель тока эмиттера транзистора VT1. Ток 2Iб при громадных коэффициентах усиления »0. Схема на транзисторах VT3 и VT4 именуется “токовое зеркало”.
При Uвх=0: IVT1=I0/2, IVT2=I0/2, IVT4=IVT1=I0/2. Т.к. IVT2=IVT4 , то Iн=0.При Uвх0: VT1 – открыт, VT2 – закрыт, IVT1=IVT4=I0, IVT2=0, исходя из этого
Iн=Iн1=I0.
При Uвх
Существуют и другие варианты аналогичных каскадов. Для получения громадного коэффициента усиления операционные усилители в большинстве случаев делаются трехкаскадными. Следующий второй каскад именуется промежуточным каскадом.
Промежуточный каскад современных ОУ содержат цепи защиты по входу от перенапряжений и по выходу от превышения выходного тока. Он бывает выполнен:
а) как первый входной каскад;
Рис. 8.14 
|
б) с неспециализированным эмиттером;
в) с неспециализированным коллектором.
Выходной каскад (рис. 8.14) представляет собой бестрансформаторный двухтактный усилитель мощности. Он помогает для согласования большого выходного сопротивления входных дифференциальных каскадов с низкоомной нагрузкой, снабжая низкое выходное сопротивление ОУ. Значительно чаще используется реверсивный эмиттерный повторитель на транзисторах различного типа проводимости.
Главные схемы включения ОУ
ОУ в большинстве случаев используется с обвязывающими цепями. Использование этих цепей разрешает делать посредством его математические операции: алгебраическое суммирование, интегрирование, дифференцирование. В один момент со всеми указанными операциями выполняется усиление входного сигнала.
Инвертирующий усилитель. Инвертирование — это изменение символа. Типовая схема инвертирующего включения представлена на рис. 8.15. Схема замещения выходной цепи представлена на рис. 8.16. Усилительные параметры возможно легко выяснить из схемы замещения усилителя (рис. 8.16), в случае, если учесть, что при kU® ¥ , u*®0. Наряду с этим допущении, и при условиях ZВХУ ZВХ, ZН ZВЫХ, ZОС ZВЫХ базе особенностей ОУ возможно записать следующие уравнения:
Рис. 8.15 
|
Рис. 8.16 
|
Iвх=Uвх/Zвх; Iос=Iвх; Iос= =-Uвых/Zос.
На базе этих уравнений приобретаем:
-Uвых/Zос=
=Uвх/Zвх;
Uвых= -Zос/Zвх´Uвх; Uвых/Uвх= -Zос/Zвх,
где Zос/Zвх=kу – коэффициент усиления схемы. Т.е.
– коэффициент усиления
kу = DUвых / DUвх = – Zос /Zвх;
– входное сопротивление
Zвху = Zвх ,
– выходное сопротивление (определяется со стороны нагрузки при DUвх = 0)
ZВЫХ = RВЫХ / ( 1 + gkU ) ,
где DUвх, DUвых – приращения входного и выходного напряжения; g = R1 / (R1+R2) – коэффициент передачи цепи обратной связи.
Понятие передаточной функции – одно из основополагающих понятий теории управления. Отношение Uвых/Uвх , если любая из этих размеров записана в преобразовании Лапласа, именуется передаточной функцией схемы.
При применении ОУ в качестве инвертирующего усилителя входной сигнал подают на его инвертирующий вход через токоограничивающий резистор Zвх. Посредством резистора Zос осуществляется отрицательная обратная сообщение по напряжению. В этих схемах выходное напряжение перемещено по отношению к входному на 180 эл. градусов.
 Рис. 8.17 |
Схема интегратора. Схема представлена на рис. 8.17. На ней: Zвх=Rвх; Zос=1/pCос. Тогда
-Uвых/Uвх=1/(pCос´Rвх) =1/pТи,
где Ти=Сос´Rвх – постоянная интегрирования.
Получение этих же зависимостей посредством подробного описания на базе двух особенностей ОУ:
iвх=uвх/Rвх; iвх=iос.
Выходное напряжение ОУ:
uвых= –1/Cосoiосdt= –1/Cосo(uвх /Rвх)dt=
= –1/(CосRвх)ouвх dt ? –1/(pСосRвх)´Uвх.
Рис. 8.18 
|
Диаграмма работы интегратора представлена на рис. 8.18.
Схема дифференцирования. Схема представлена на рис. 8.19:
Zвх=1/pСвх; Zос=Rос;
-Uвых/Uвх=Rос/(1/ рСвх)= =рСвхRос=рТд,
где Тд=СвхRос – постоянная дифференцирования.
 Рис8.19 |
 Рис. 8.20 |
Диаграммы работы представлены на рис. 8.20, где p/2 – сдвиг по фазе.
Амплитуда выходного сигнала зависит от величины Тд (чем больше Тд, тем больше амплитуда).
Схема суммирования. Схема представлена на рис. 8.21. Исходные уравнения:
Рис. 8.21 
|
I1=Uвх1/Rвх1; I2=Uвх2/Rвх2; I3=Uвх3/Rвх3; Iос=I1+I2+I3; Uвых=Iос´Rос.
Из этого
Uвых= Uвх1´Rос/Rвх1 + Uвх2´ ´Rос/Rвх2 + Uвх3´Rос/Rвх3.
Входов возможно какое количество угодно, символы входных напряжений произвольны. На практике резисторы устанавливаются величиной 1кОМ¸десятки кОМ.
Рис. 8.22 
|
Неинвертирующий усилитель. Выполняется по схемам рис. 8.22. Второе вероятное изображение представлено на рис. 8.23. В данном устройстве входной сигнал подаётся на неинвертирующий вход, а часть выходного напряжения при помощи делителя R1, R2 подается на инвертирующий вход ОУ. В этих схемах приращения входного и выходного напряжений совпадают по символу (фазе). Исходные уравнения:
 Рис. 8.23 |
I1=Uвх/R1; I1=Iос;
Iос=(Uвых – Uвх)/Rос.
Из этого
Uвх/R1=(Uвых – Uвх)/Rос; Uвх/R1+Uвх/Rос=Uвых/Rос.
Следовательно,
Uвых=(Rос/R1+1)´ Uвх= (Rос+R1)/R1´Uвх
либо
Uвых/Uвх=(Rос+R1)/R1.
Т. е. коэффициент усиления
Kу = DUвых / DUвх = 1/ g ;
входное сопротивление
Rвх ос = ( 1 + gkU ) Rвх ;
выходное сопротивление
Rвых ос = Rвых / ( 1 + gkU ) .
При R2®0 либо R1®¥ неинвертирующий усилитель делает функцию повторителя входного напряжения со следующими параметрами:
kUoc»1, Rвх ос= (1+ kU )Rвx »kU Rвx ,
Rвыхос= Rвых/(1+ kU ) »Rвых /kUoc.
Анализ приведенных выражений говорит о том, что введение отрицательной обратной связи в схемы с ОУ разрешает:
– стабилизировать коэффициент усиления усилителей, что в этом случае определяется лишь параметрами внешних элементов;
– увеличить диапазон трансформации входного напряжения до значений
½Uвхm½ = Uвыхm / kUoc
– взять малые значения выходного сопротивления особенно в схеме повторителя;
– взять громадное входное сопротивление в схеме неинвертирующего усилителя.
Так как в неинвертирующем усилителе сопротивление RВХу громадно, а Rвых мало, он применяется для источника и согласования сигнала с низкоомной нагрузкой. С целью понижения влияния флуктуационной составляющей входного тока входную цепь неинвертирующего усилителя шунтируют резистором R, величина которого выбирается из условия R
Ограничитель сигнала. Использование нелинейных элементов разрешает реализовать нелинейную связь между входным и выходным напряжениями. В большинстве случаев это выполняется посредством инвертирующего включения. Черта, связывающая входное и выходное напряжения в инвертирующем включении, имеет форму, представленный на рис. 8.24. Наряду с этим tga=Rос/Rвх.
Схема, реализующая чёрта без отрицательной ветви, представлена на рис. 8.25.
Ограничение выходного напряжения на заданном уровне возможно выполнено по схеме, представленной на рис. 8.26:
Рис. 8.24 
|
а  ) |
б  ) |
| Рис. 8.25 |
а  ) |
б  ) |
| Рис. 8.26 |
1. При Uвх0: в случае, если
UR2³UVD1+UСТ2,
то
Uвых=UОГР2=UVD1+UСТ2,
 |
Рис. 8.27
т.е. напряжение на цепи обратной связи будет постоянным.
2. При Uвх
½UR2½³½UVD2+UСТ1½,
то
Uвых=UОГР1=UVD2+UСТ.
В то время, когда UСТ1 не равняется UСТ2, уровень ограничения UОГР1 будет не равен уровню ограничения UОГР2 . Напомним, что Uвых в любой момент равняется падению напряжения на сопротивлении обратной связи.
Компараторы. Компараторы определяют символ входного сигнала и являются связующим элементом между аналоговыми и цифровыми схемами. Для реализации компаратора может употребляться операционный усилитель без обвязывающих цепей Zвх, Zос. Черта компаратора должна иметь вид, продемонстрированный на рис. 8.27. Дабы из инвертирующего включения взять компаратор, из схемы нужно убрать Rос, R1 возможно закоротить, как продемонстрировано на рис. 8.28. Допустимо и неинвертирующее включение ОУ (рис. 8.29). Выпускаются специальные микросхемы компараторов К521СА3, К554СА3, КР597СА2, каковые владеют повышенным быстродействием и имеют цифровой выход 1 и 0.
| Рис. 8.28 |
 |
Диаграммы работы компаратора представлены на рис. 8.30.
 |
Рис. 8.30
Схема применения компаратора для широтно-импульсного регулирования представлена на рис. 8.31. Получение пилообразного входного напряжения продемонстрировано на рис. 8.32. Диаграммы работы исходной схемы продемонстрированы на рис. 8.33. В схеме рис. 8.31 ОУ есть компаратором, что сравнивает два сигнала – пилообразный и управляющий. Изменяя величину Uупр, возможно поменять продолжительность промежутков t1 и t2. Наряду с этим период выходного сигнала T изменяться не будет, а соотношение между t1 и t2 будет зависеть от Uупр. Варианты:
 Рис. 8.31 |
1. Uупр=0: t1=0, t2=T, Uвых=-Uнас.
2. Uупр=Uпил.max/2: t1=t2=T/2, Uвых.ср.=0.
3. Uупр=Uпил.max: t1=T, t2=0, Uвых=Uнас.
Так, изменяя величину Uупр от 0 до max, возможно поменять среднее значение выходного напряжения Uвых.ср. от -Uнас. до Uнас. Uвых.ср–это постоянная составляющая выходного сигнала, которая возможно выделена посредством фильтра. При трансформации ширины промежутков t1 и t2 изменяется Uвых.ср, исходя из этого таковой метод регулирования среднего значения напряжения именуется широтно – импульсным.
Триггер Шмитта. Он есть компаратором с территорией нечувствительности. Территория нечувствительности возможно установлена каждая желаемая, к примеру, таковой величины, дабы при определении символа входного сигнала не чувствовался уровень помех во входном сигнале.
| Рис. 8.32 |
 |
Триггер Шмитта строится на базе компаратора, но добавляется хорошая обратная сообщение. Схема представлена на рис. 8.34. В данной схеме на неинвертирующий вход через делитель R1R2 подана часть выходного напряжения, причем символ напряжения на неинвертирующем входе зависит от символа выходного напряжения. Напряжение на неинвертирующем входе именуют опорным:
Uоп=Uвых/(R1+R2)´R2.
Диаграммы работы представлены на рис. 8.35. Время от времени Uоп именуют пороговым напряжением. Т.о., в случае, если нужный сигнал содержит уровень помех меньше Uоп, то эти помехи на определение символа не будут сказываться. Символ определяется лишь ровной составляющей опорного сигнала. При отсутствии опорного сигнала, в то время, когда входной сигнал переходит через нуль, и наличии помех было бы многократное переключение компаратора за счет помех (рис. 8.36).
Рис. 8.3 
4
Рис. 8.35 
6 При включении схемы промежуток (0 – t1) меньше, чем последующие промежутки. Для установившегося режима:
t1=t2=t3=…; T=t1+t3ºR3C1; f=1/T.
Усилители переменного сигнала и постоянного тока на ОУ. Рассмотренные усилители относятся к усилителям постоянного тока (УПТ) и смогут усиливать как постоянные (медлительно изменяющиеся), так и переменные сигналы.
Усилители переменного сигнала (УПС) смогут усиливать лишь переменные входные сигналы, поскольку содержат разделительные конденсаторы С1…С3, каковые разделяют источник сигнала, усилитель и нагрузку, и цепи отрицательной обратной связи по постоянным составляющим входного и выходного сигналов. Вместе с тем введение разделительных конденсаторов разрешает свести к минимуму отрицательное влияние напряжения смещения UСМи входных токов на работу усилителей и упростить их наладку. Так для переменного (нужного) сигнала коэффициент передачи цепи обратной связи g и коэффициент усиления kUoc усилителя будут:
g = R1 / (R1+R2) , kUoc= 1/g ,
т.к. емкость конденсатора С3 выбирают из условия, дабы в полосе пропускания
Хсз
Для постоянной составляющей напряжения на входе ОУ, определяемой напряжением UСМ и входными токами, XC3=¥, g==1, k==1. Именно поэтому, в отличие от УПТ, кроме того при больших коэффициентах усиления kUoc,постоянная составляющая выходного напряжения ОУ uВЫХ= остается неизменно малой величиной, равной
uВЫХ= » UСМ,
и не оказывает влияния на работу схемы.
Изложенное справедливо и для инвертирующего УПС.