— обусловлено напряжением насыщения выходных транзисторов и близко к , т.е. может составлять от 3 до 15 В.
Большой выходной ток
— определяется большим выходным током транзисторов эмиттерных повторителей.
К этим параметрам возможно добавить большой потребляемый ток и суммарную потребляемую мощность.
Частотные параметры ОУ
— обусловлены наличием паразитных емкостей, конечно зависимостью параметров транзисторов от частоты. АЧХ ОУ на рис.51.
Частота среза
— частота с которой начинается спад амплитудной характеристики.
Граничная частота — частота, на которой коэффициент передачи значительно уменьшается в раз по определению граничной частоты.
Частота единичного усиления – частота, на которой =1.
Более совершенно верно возможно было бы разглядеть комплексный его модуль и коэффициент передачи.
Полоса пропускания
— оценивают по .
В связи с тем, что ОУ имеет большие значения , как правило для получения конечных сигналов (без насыщения либо ограничения) применяют цепи ООС. Но, из-за спада АЧХ и фазового сдвига на высоких частотах цепь ООС может стать цепью ПОС и привести к самовозбуждению ОУ. Иначе, любое многокаскадное устройство для предотвращения возбуждения требует организации цепей ООС для высоких частот. Количество цепей ООС в большинстве случаев на 1 меньше числа усилительных каскадов. В некоторых ОУ эти цепи, именуемые цепями коррекции вводят вовнутрь микросхем. В тех ОУ, где нет встроенных цепей ООС, их вводят навесным (внешним) монтажем. Тип
цепей (RC – ,C — ,) и номиналы элементов в большинстве случаев показывают в справочниках по ОУ. Усиление импульсных сигналов ОУ характеризуют динамическими параметрами.
– скорость нарастания выходного напряжения (скорость отклика)
– определяется по реакции ОУ на воздействие скачка напряжения на входе методом оценки отношения приращения выходного напряжения от уровня 0,1 до отметки 0,9 к времени этого трансформации. Существующие типовые схемы включения ОУ разрешают дополнить его элементами, снабжающими скорость нарастания .
Время установления выходного напряжения – время за которое выходное напряжение изменяется от 0,1 до 0,9 .
мкс для разных ОУ.
Неинвертирующее и инвертирующее включение ОУ.
Применение ОУ основано на теории, предполагающей идеализацию операционного усилителя. Идеализация разрешает вычислять, что , , . Разумеется, что при построение, к примеру, линейных устройств без цепей отрицательной обратной связи нереально. Иначе, наличие инвертирующего и неинвертирующего входов позволяет включать ОУ в схемы как инвертирующее устройство, так и устройство без инверсии. Разглядим эти включения.
В связи с тем, что совершенный ОУ имеет , применение его в линейных цепях без цепей отрицательной обратной связи, ограничивающих , не представляется вероятным.
6.3.1. Неинвертирующее включение ОУ.
Схема включения продемонстрирована на рис.6.10,а.
 |
|||
 |
|||
Рис.6.10. Принципиальная (а) и эквивалентная (б) схемы неинвертирующего включения ОУ
Сигнал от генератора поступает на ОУ и потом на выход – . В один момент он поступает на делитель и с него на инвертирующий вход. Данный сигнал обратной связи улучшается и инвертируется ОУ и в противофазе складывается с знаком, поступившим на неинвертирующий вход. Так, мы имеем дело с четырехполюсником (ОУ), охваченным цепью ООС (последовательная ООС по напряжению), со всеми вытекающими последствиями (см. рис.52б). Роль четырехполюсника ОС делает делитель .
; 
; 
.
В случае, если 
, то 
.
ООС воздействует на входное сопротивление, увеличивая его в раз, и в такое же количество уменьшая выходное сопротивление:
;
.
Учитывая синфазные составляющие сигнала, приобретаем, что коэффициент усиления ОУ с учетом коэффициента ослабления синфазных сигналов 
:
.
При 
.
Вместо резистора возможно забрать импеданс :
.
В этом случае получается частотнозависимая передаточная функция усилителя. Вероятны и другие варианты.
Инвертирующее включение
При инвертирующего включения ОУ (рис.53а) пересчитываем на вход 
.
 |
|||
 |
Рис.6.11. Принципиальная (а) и эквивалентная (б) схемы инвертирующего включения ОУ
Схема переходит в новую (рис.6.11,б).
;
;
.
.Подставим в 
.
Т.к. ,
.
Символ – в последнем выражении свидетельствует инверсию фазы входного сигнала.
С учетом коэффициента ослабления синфазных сигналов :
.
либо, более совершенно верно, 
.
Вместо резисторов возможно забрать импеданс либо каждые другие комбинации активных и реактивных элементов.
Из рисунке видно, что имеет место несимметричное включение по выходу и входу. Для простоты все служебные цепи (питание, балансировка, коррекция, защита) не приводятся. Отыщем коэффициент передачи по напряжению
.
Напряжение сигнала подется на неинвертирующий вход. С выхода ОУ на инвертирующий вход поступает сигнал ОС. Он подается на делитель , а снимается с R.
Напряжение обратной связи
.
Тут правильнее нужно брать модуль коэффициента передачи цепи обратной связи
.
Воспользуемся свойством входов ОУ (виртуальный ноль). Возможно записать, что
.
И тогда
.
К примеру, при R=1кОм, =10кОм, =11
6.4. Импульсные схемы на базе ОУ
Операционный усилитель находит широкое использование при построении разных обработки сигналов и схем генерирования. К таким схемам относятся генераторы синусоидальных, прямоугольных, треугольных, пилообразных и более сложных по форме сигналов, ожидающие мультивибраторы, компараторы, дискриминаторы амплитуды, формирователи импульсов и ряд других. В главе рассматриваются схемотехнические решения только некоторых из перечисленных устройств.
6.4.1. Аналоговые компараторы
Компаратор сравнивает напряжение сигнала на одном входе с опорным напряжением, поданным на его второй вход. Наряду с этим на выходе компаратора отрабатывается бинарный уровень напряжения, значение которого разрешает делать выводы о том, больше либо меньше напряжение исследуемого сигнала по отношению к опорному.
В качестве компаратора возможно использован операционный усилитель, на один из входов которого подан входной сигнал, а на другой — опорное напряжение (рис, 11.1).
Из передаточной чёрта ОУ (см. рис. 8.3) легко видеть, что в случае, если напряжение входного сигнала превосходит опорное напряжение, то на выходе ОУ устанавливается низкий уровень U-нас, определяемый отрицательным напряжением насыщения, в другом случае — большой уровень U+нас равный хорошему напряжению насыщения. Операционный усилитель входит в насыщение всегда, в то время, когда разностный сигнал на его входах (Vд=Eвх-Еоп) по модулю превосходит некую величину
(11.1)
где К0 — коэффициент усиления ОУ. Таковой компаратор практически определяет моменты равенства сигналов (Евх±?±) и Еоп. При громадных
коэффициентах усиления ОУ величиной ?± возможно пренебречь. Так, в случае, если К0=105, U±нас=±10 В, то ?±=±10/105=± 100 мкВ.
На рис. 11.2 приведены входной сигнал, постоянное опорное напряжение и отрабатываемый разбираемым компаратором выходной сигнал. На промежутках времени, в то время, когда UвхEоп выходной сигнал равен U-нас. При Uвх
В качестве компаратора может использоваться и ОУ, на неинвертирующий вход которого подается исследуемый сигнал, а на инвертирующий — опорный. Выход для того чтобы компаратора будет в состоянии U+нас в то время, когда ЕвхЕоп, и в состоянии U-нас, в случае, если Евх
В настоящих схемах компараторов порог срабатывания отличается от значения Еоп задаваемого источником опорного напряжения. Это отличие определяется суммарной величиной, слагаемыми которой являются отысканная из (11.1) величина ?± и неточности, появляющиеся за счет конечных входных токов ОУ, напряжения смещения, нуля есм0, синфазного сигнала, приведенного ко входу усилителя DUc. Особенно громадна безотносительная погрешность, вносимая синфазным входным знаком, у компаратора однополярных сигналов при громадных Еоп.
Рассмотренные компараторы владеют следующим значительным недочётом. В настоящих обстановках на входе компаратора
действует, не только нужный сигнал, но и некий шум, что есть, к примеру, следствием неизбежных наводок на подводящих проводах (рис. 11.3, а). На рисунке напряжение шумов условно нарисовано в виде генератора напряжения Еш, включенного последовательно с генератором нужного сигнала Евх Конкретно на вход ОУ воздействует сейчас суммарный сигнал. Не смотря на то, что амплитуда помех значительно ниже амплитуды нужного сигнала, при приближении Евх к опорному напряжению будет наблюдаться многократное переключение компаратора, в случае, если лишь частота шума существенно превосходит частоту нужного сигнала. В приведенной на рис. 11.3, б ситуации отмечается четыре фальшивых срабатывания компаратора, вызванных наличием напряжения шума. С целью повышения помехоустойчивости компаратора на ОУ в последнем реализуется хорошая обратная сообщение (ПОС), которая осуществляется методом подачи на неинвертирующий вход некоей части напряжения Uвых (рис. 11.4). В прошлых схемах компаратора уровень опорного напряжения предполагался фиксированным. В схеме компаратора с ПОС значение опорного напряжения, влияющего конкретно на неинвертирующий вход ОУ, зависит от состояния последнего. В случае, если выход операционного усилителя будет в состоянии U+нас то переключение компаратора в состояние U-нас происходит при достижении входным напряжением некоего значения Uср (см. рис. 11.4,6), именуемого порогом срабатывания. Его величина определяется из соотношения
(11.2)
Переключение компаратора из состояния U-нас в состояние U+нас происходит только при уменьшении напряжения входного сигнала до величины Uотп, именуемой порогом отпускания. Значение порога отпускания определяется выражением
(11.3)
в котором предполагается, что U-нас
Разумеется, что территория гистерезиса определяет величину помехоустойчивости схемы, потому, что возврат компаратора в прошлое состояние случится лишь в том случае, если сигнал уменьшится на величину Uг. В схемах компараторов с ПОС при больших уровнях помех отсутствуют фальшивые срабатывания (рис. 11.5).
Наровне с увеличением помехоустойчивости компаратора хорошая обратная сообщение ведет к повышению скорости его переключения за счет происхождения регенеративного процесса. Пускай, к примеру, Евх
Не смотря на то, что компараторы легко реализуются на одном ОУ, в интегральной схемотехнике довольно часто употребляются и намерено созданные микросхемы компараторов, каковые если сравнивать с компараторами на ОУ имеют последовательность преимуществ. В первую очередь, они характеризуются значительно большей скоростью переключения. Это достигается благодаря особым схемотехническим приемам, снабжающим стремительный выход каскада из режима насыщения. Помимо этого, выходной сигнал компаратора изменяется в пределах, разрешающих конкретно руководить логическими элементами.
6.4.2. Мультивибраторы
Операционные усилители комфортно применять при построении мультивибраторов, трудящихся как в ожидающем, так и в автоколебательном режимах.
На рис. 11.6 приведена схема генератора сигналов прямоугольной формы (автоколебательного мультивибратора), что реализован на базе компаратора на ОУ с хорошей обратной связью. Пороги срабатывания Uср и отпускания Uотп для того чтобы компаратора соответственно равны
; (11.4)
. (11.5)
Операционный усилитель в данной схеме охвачен отрицательной обратной связью, реализованной посредством пассивной интегрирующей RС-цепи.
Работа схемы сводится к следующему. В то время, когда Uвых=U+нас (рис. 11.6, а), происходит заряд конденсатора С с постоянной времени t=RС. , пока напряжение на конденсаторе VC остается ниже порога срабатывания компаратора Ucp, определяемого из (11.4), на его выходе сохраняется значение U+нас. Когда VC сравнивается с порогом срабатывания Ucр,
происходит переброс компаратора в состояние Uвых=U-нас. На неинвертирующем входе ОУ устанавливается отрицательное напряжение, равное порогу отпускания, 
определяемому из (11.5). С этого момента начинается перезаряд конденсатора (с той же постоянной времени) что пытается к величине U-нас (рис. 11.6, б). Начальное напряжение на конденсаторе равняется порогу срабатывания Uср. При достижении сейчас напряжением VC величины порога отпускания Uотп компаратор возвращается в начальное состояние (рис. 11.6, а), причем напряжение на конденсаторе равняется Uотп. Конденсатор снова будет перезаряжаться, стремясь к величине U+нас. При достижении им порога Uср снова случится перерос компаратора и; т. д.
Проиллюстрируем работу мультивибратора в течение одного периода посредством временной диаграммы (рис. 11.7). На рисунке штрихпунктирной линией обозначен сигнал U+ на неинвертирующем входе ОУ (сигнал ПОС), целой линией — сигнал на инвертирующем входе U-, что сходится с напряжением на конденсаторе VC, и выходной сигнал мультивибратора. Период колебаний мультивибратора задается величиной Т=t1+t2.
Промежуток t1 (t2) определяется временем перезарядка конденсатора с постоянной времени t=RC от значения Uотп до Uср (Uср до Uотп)Эти величины нетрудно отыскать, воспользовавшись ответом дифференциального уравнения
(11.6)
при соответствующих начальных условиях:
(11.7)
Положив в (11.7) для полупериода t1 значения Е=U+нас, Vc(0)=Uотп, t=t1, Vc(t1)=Ucp, а для полупериода t2 — E=U-нас, t=t2, Vc(0)=Ucp, Vc(t2) =Uотп
возьмём уравнения довольно t1 и t2, из которых последние легко взять в виде
В случае, если U+нас=-U-нас, то t1=t2 и период
T=2RC ln(1+2? R1 /R2 )
Значения R1 и R2 возможно выбрать из соотношения R2=(е-1)R1/2 (R2~0,86/R1). Тогда T=2RС.
Ожидающий мультивибратор (довольно часто его именуют одновибраторном) под действием входного сигнала запуска генерирует одиночный импульс заданной длительности. Схемы одновибраторов на базе ОУ смогут быть взяты из соответствующих схем автоколебательных мультивибраторов. Для этого нужно последний «затормозить» в одном из его квазиустойчивых состояний, и организовать цепь запуска (рис. 11.8).
На рисунке диод Д1 ограничивает возможность заряда конденсатора при Uвых=U+нас. В этом случае напряжение на конденсаторе возрастает только до величины, определяемой падением напряжения на прямо смещенном диоде Д1 (~0,6 В). В случае, если напряжение на неинвертирующем входе V+, передаваемое, по цепи ЦОС, превосходит падение напряжения на диоде Д1, то схема будет пребывать (сколь угодно продолжительно) в устойчивом состоянии Uвых=U+нас. Это так называемый ожидающий режим одновибратора.
Цепь запуска одновибратора, складывающаяся из дифференцирующей RвхCвх-диода и цепи Д2, предназначена для подачи входных сигналов произвольной длительности с целью перевода одновибратора в квазиустойчивое состояние. На выходе дифференцирующей цепи по переднему и заднему фронту запускающего сигнала формируются маленькие разнополярные сигналы. Назначение диода Д2 — пропускать на какое количество вход ОУ только импульсы отрицательной полярности, каковые и реализовывают переброс одновибратора. В случае, если амплитуда входного сигнала превосходит величину порога срабатывания компаратора Uср, то последний перебрасывается в противоположное (квазиустойчивое) состояние, поскольку напряжение на входе „+” ОУ станет ниже напряжения на его входе ,,-”.
С этого момента ожидающий мультивибратор будет пребывать в режиме выдержки. По цепи ПОС на входе „+” ОУ сейчас установится отрицательное напряжение, определяющее порог отпускания компаратора. Диод Д1 в этом состоянии не воздействует на процессы в схеме, потому, что он оказывается включенным в обратном направлении. Конденсатор С разряжается до 0 В и пытается потом перезарядиться до отрицательного напряжения U-нас. Как и в схеме автоколебательного мультивибратора, в то время, когда напряжение на конденсаторе по полной величине станет чуть больше порога отпускания компаратора, ОУ переключится в состояние Uвых=U+нас. По цепи ПОС на входе „+” установится порог Ucp, а конденсатор С опять перезарядится только до напряжения, определяемого напряжением прямосмещенного диода Д1. Ожидающий мультивибратор возвратится в исходное устойчивое состояние.
Продолжительность выходного импульса t ожидающего мультивибратора возможно выяснить, в случае, если положить в выражении (11.7) t=t, Е=U–нас, Vc(t)=R1/(R1+R2), Vc(0)=Vc0. Тогда
, (11.8)
где Vc0 — падение напряжения на прямосмещенном диоде Д1 в ожидающем режиме одновибратора.
Предположим сейчас, что Vc0 ~0, а отношение сопротивлений R1/R2 выбрано малый (R1
Примеры применения операционных усилителей
Неинвертирующий сумматор
Разглядим на конкретном примере (рис.6.12а).
 |
|||
 |
|||
а б
Рис.6.12. Неинвертирующий сумматор,
а) кОм; б) полная схема входной цепи.
Сигнал от генераторов поступает на неинвертирующий вход ОУ, исходя из этого коэффициент передачи операционного усилителя с цепью ООС будет:
.
Восстановим полную схему входной цепи (рис.6.12,б).
Потому, что входное сопротивление ОУ близко к бесконечности, получается, что сигнал, к примеру с первого генератора, поступает на резистивный делитель , а снимается на входе с цепочки . Пренебрегая сопротивлениями источников, возьмём коэффициент передачи делителя по первому сигналу:
.
Подобно находится коэффициент передачи по второму сигналу:
.
Неспециализированный коэффициент передачи сигнала на выходе по первому генератору , по второму: .
По принципу суперпозиции линейных цепей сигнал на выходе равен сумме входных сигналов.
В случае, если входное сопротивление ОУ сравнимо с и , то коэффициент передачи, к примеру по первому сигналу, будет:
,
.
По такой же схеме возможно выстроен неинвертирующий сумматор-усилитель. Для этого направляться расширить отношение резисторов 
.
Дифференциальный усилитель
Дифференциальный усилитель продемонстрирован на рис.6.13.
Рис.6.13. Дифференциальный усилитель,
кОм, кОм.
Коэффициент усиления по инвертирующему входу 
, по неинвертирующему – 
. Т.к. на неинвертирующем входе сигнал снимается с резистивного делителя , имеющего коэффициент передачи 
, то неспециализированный коэффициент передачи усилителя получается равным:
,
т.е. мы приобретаем равенство коэффициентов усиления по обоим входам.
Попытайтесь самостоятельно выяснить входные сопротивления схемы по обоим входам.
Резонансный усилитель
В резонансных усилителях употребляются так именуемые минимально-фазовые цепи, другими словами цепи, на частоте настройки которых имеются равный нулю коэффициент передачи и нулевой фазовый сдвиг.
При построении резонансных усилителей в качестве цепи, определяющей АЧХ, используют двойной Т-мост, что включается на выход ОУ. Сигнал с моста поступает на инвертирующий вход, создавая отрицательную обратную сообщение. Коэффициент ООС определяется коэффициентом передачи моста.
При подходе к некоей частоте , коэффициент передачи схемы делается равен нулю, а при переходе через , меняет символ фазовый сдвиг коэффициента передачи. Частоту именуют частотой настройки либо частотой квазирезонанса. Но резонансные особенности проявляются лишь при определенных значениях элементов цепи. К примеру, на рис.6.14,а, при , , 
, , , частота квазирезонанса 
.
На частоте мост не работает, ООС отсутствует, и неспециализированный коэффициент усиления схемы определяется только схемой неинвертирующего усилителя:
.
А вдруг частота сигнала резко отличается от , то коэффициент передачи моста пытается к единице, и мы приобретаем стопроцентную отрицательную обратную сообщение. Неспециализированный коэффициент передачи схемы в этом случае равен единице.
а б
в г
Рис.6.14.
На рис.6.14.г. продемонстрирована амплитудно-частотная черта коэффициента передачи квазирезонансного усилителя.
Как повысить выходное напряжение импульсного БП ? Повышаю напряжение с 12 до 16 Вольт
Интересные записи:
- Материал для закрепления и контроля знаний
- Математическая формулировка закрытой транспортной задачи. определение необходимого количества неизвестных.
- Механизмы организации движений по н. а. бернштейну: принцип сенсорных коррекций, схема рефлекторного кольца, теория уровней
- Механический подход к описанию природы