Формирование импульсов с помощью коммутируемой разрядной линии.

Принцип работы формирователей с разрядной линией основан на преобразовании в прямоугольные импульсы методом периодической коммутации в нагрузку энергии, накопленной в линии от источника U0. Накопительная линия в таком формирователе (рисунок 89а) относительно медлительно заряжается от источника постоянного напряжения через зарядное сопротивление .

Формирование импульсов с помощью коммутируемой разрядной линии.

Рисунок 89. Схема формирователя импульсов с разрядной линией (а)

и формы импульсов на нагрузке при (б) и (в)

Прямоугольный импульс напряжения амплитудой формируется при замыкании линии ключом К на резистивную согласованную нагрузку . Продолжительность импульса , формируемого на нагрузке, определяется временем прохождения электромагнитной волны по отрезку линии Формирование импульсов с помощью коммутируемой разрядной линии. , где с — скорость света в вакууме; l — протяженность линии; — относительная диэлектрическая проницаемость линии.

В случае, если нагрузка не согласована с накопительной линией, то формируемый импульс имеет форму, изображенный на рисунке 87б при и на рисунке 87в при . В общем случае выражение для напряжения k-й ступени (k = 1 — соответствует главному импульсу) имеет форму:

Формирование импульсов с помощью коммутируемой разрядной линии. ,

где k –номер отраженного импульса, k = 1,2,3…

Импульсы, изображенные на рисунке 89, б, в, по форме совпадают с реакцией многоканальных структур на входной сигнал в виде прямоугольного импульса. Исходя из этого структурные многоканальные модели смогут быть использованы при описании формирователей с разрядными линиями.

При, в то время, когда разрядная линия представляет собой неоднородную линию передачи с , величина выходного сигнала будет изменяться во времени: , где Формирование импульсов с помощью коммутируемой разрядной линии. . При повышении волнового сопротивления уровень выходного сигнала значительно уменьшается , а при уменьшении – возрастает.

При применении несимметричной линии передачи амплитуда выходного сигнала повторяет форму линии передачи (в логарифмическом масштабе).

Оптоэлектронные формирователи. Такие формирователи делают по схеме, изображенной на рисунке 90. Главное отличие от вторых формирователей, выполненных по данной схеме, содержится в применении оптоэлектронного тумблера в качестве коммутатора. Оптоэлектронный тумблер представляет собой полупроводниковый высокоомный резистор, фотопроводимостью которого руководят пикосекундными оптическими импульсами полупроводникового инжекционного лазера.

Продолжительность формируемых импульсов равна времени задержки в линии Л31, а их амплитуда при согласованной нагрузке возможно отыскана из соотношения U(t) -= Uop / [R(t) + 2р], где R(t) — сопротивление фоторезистора. Из этого выражения направляться, что с целью достижения большой амплитуды выходных импульсов в режимах тумблера включено и отключено должны соответственно выполняться следующие неравенства: R(t) ..

Формирование импульсов с помощью коммутируемой разрядной линии.

Рисунок 90. Схема формирователя импульсов с оптоэлектронным тумблером

Главные ограничения времени коммутации определяются паразитными реактивными параметрами фотопроводящего элемента и паразитными параметрами конструкции. Из этих параметров большее ограничение на продолжительность фронта формируемых импульсов вносит межэлектродная емкость фотопроводящего элемента. При совершенного (безынерционного) оптоэлектронного ключа продолжительность фронта импульсов в разглядываемом формирователе определялась бы лишь параметрами оптических импульсов, излучаемых лазером. Минимальные длительности таких импульсов, достигнутые в современных лазерах, составляют десятки фемтосекунд. Минимальная продолжительность фронта электрических импульсов при применении копланарной конструкции кремниевого оптоэлектронного ключа образовывает 0,46 пс при длительности управляющего оптического импульса 0,1 пс. Амплитуда формируемых импульсов образовывает единицы, сотни и десятки вольт при длительности фронтов, приблизительно равной единицам — десяткам пикосекунд. Такие ключи в наносекундном диапазоне способны трудиться с напряжениями переключения до 104 В и коммутировать токи до 105A .

Формирователи импульсов на туннельных диодах.Формирователи крутых перепадов с применением туннельных диододов (ТД) в большинстве случаев делают по схеме триггера Шмита. Наряду с этим продолжительность фронта перепада, определяемая паразитной пиковым током и ёмкостью диода, возможно отыскана из приближенных соотношений для ТД из арсенида галлия и для германиевых ТД

Нагрузочная прямая (рисунок 91а) в стационарном состоянии триггера Шмитта пересекает ВАХ ТД в точке А, ток диода в которой определяется напряжением источника смещения Есм и сопротивлением резистора Rсм.

Формирование импульсов с помощью коммутируемой разрядной линии.

Рисунок 91. Вольт-амперная черта ТД (а), формы входных токов (б) и соответствующие им формы выходных перепадов напряжения (в, г)

Сопротивление резистора R употребляется для согласования с волновым сопротивлением подводящего тракта. В случае, если источник Есм не употребляется, то рабочая точка в этом случае находится в начале координат. И в том и другом случае для движения нагрузочной прямой вправо, а рабочей точки в положения В и С применяют запускающий импульс (перепад) напряжения, определяющего входной ток. В случае, если данный ток изменяется по линейному закону (рисунок 91б), то формируемый перепад имеет форму, изображенный на рисунке 91в, на котором медленные области ОВ и CD трансформации напряжения обусловлены перемещением рабочей точки по восходящим участкам туннельной и диффузионной ветвей ВАХ. При форме входного тока, имеющей вид кривой 2 на рисунок 91б, амплитуда напряжения на участке CD (рисунок 91в) возможно фактически свободной от времени. Но в этом случае значительно возрастает нестабильность запуска из-за медлительно нарастающего входного тока на участке перехода от фронта к стационарному значению. Временная нестабильность (джиттер) импульса может быть больше продолжительность фронта формируемого перепада (рисунок 91г).

Уменьшить джиттер и улучшить форму выходного перепада возможно методом повышения крутизны фронта запускающего импульса на участке перехода от фронта к стационарному значению либо применять это стационарное значение в качестве пьедестала, на котором организован маленький запускающий импульс, как продемонстрировано на рисунке 91б (кривая 3). У этого перепада плоский участок и плоская вершина наблюдаются перед фронтом, поскольку в разглядываемом случае величину Есм , которой есть стационарное значение запускающего импульса (рисунок 91б, кривая 3), возможно выбрать таковой, что протяженность участка АВ на рисунке 91а будет иметь минимальное значение.

Формирование импульсов с помощью коммутируемой разрядной линии.

Рисунок 92. Схемы триггеров Шмитта: а – типовая, б — с формированием пичка на входном переходе

Обрисованный вариант запуска ТД возможно реализован в формирователе, выполненном по схеме рисунке 92б. Для создания запускающего пичка напряжения тут использована кольцевая корректирующая цепь, складывающаяся из отрезка линии передачи, нагруженного через индуктивный элемент на сопротивление RK = p2. Нужное время задержки этого пичка .(импульса, отраженного от LK) , где — время задержки запускающего импульса, вносимое отрезком линии, обеспечивается соответствующей величиной l2. Ее определяют, исходя из неравенства , где tф — продолжительность фронта запускающего импульса; . Индуктивность находят из соотношения , где и — напряжения падающей и отраженной волн запускающего перепада.

В следствии экспериментальной проверки возможностей обеих схем формирователей (Рисунок 92, а, б), выполненных на одном типе диодов ГИ308К ( мА/пФ) с применением гибридно-интегральной технологии, взяты следующие параметры перепадов напряжения. В первом формирователе продолжительность фронта, определяемая на уровнях напряжений, соответствующих точкам В и С (рисунок 91в), составила 50 пс, а во втором формирователе — меньше 35-40 пс. Причем во втором формирователе отмечается более четкий и крутой переход от фронта к стационарным значениям перепада как до фронта, так и по окончании него.

Дополнительным преимуществом формирователя, выполненного по второй схеме, есть защита ТД от пробоя запускающим импульсом при отключения нагрузки. Ее функцию делает в этом случае резистор RK.

Для уменьшения длительности фронта формируемых импульсов нужно иметь ТД с более высоким значением отношения барьерной емкости туннельного р-п-перехода к пиковому току. Большие значения формируемых перепадов на ТД либо амплитуды импульсов в режиме релаксации достигают значений от 0,2 В для германиевых диодов до 0,8 В для арсенид-галлиевых ТД.

Формирователи импульсов на лавинных S-диодах. Диоды с S-образной ВАХ, в отличие от ТД, применяют в генераторах импульсов и схемах формирователей с повышенной амплитудой. Перед тем как разглядывать схемы таких устройств, обрисуем ВАХ S-диодов, приведенные на рисунке 93 при обратном смещении и характерные ее области, определяющие режим работы диодов.

Главными эксплуатационными параметрами этих диодов являются следующие: Iп и Un — напряжение и ток переключения; Uост -остаточное напряжение на диоде по окончании переключения его из закрытого в проводящее состояние; Iуд — ток удержания (минимальный ток на ветви АС ВАХ), соответствующий Uост. Помимо этого, к этим параметрам относят дифференциальное сопротивление Ri,, на ветви АС, время переключения tn, определяемое переходом рабочей точки 1с ветви ОВ в точку 3 на ветви АС, и время восстановления tв S-диода, за которое рабочая точка 3 перемещается в точку 1. Точка 2 выбирается в качестве рабочей при применении диода в режиме релаксации.

Формирование импульсов с помощью коммутируемой разрядной линии.

Рисунок 93. Вольт-амперная черта S-диода

самоё эффективным есть применение S-диодов — нелинейных двухполюсников в схемах генераторов и формирователей импульсов в качестве коммутирующих элементов. За время от 100 до 500 пс они снабжают коммутацию импульсов тока от 5 до 30А и больше при длительности импульсов 5-100 нc.

На рисунке 94а приведена схема формирователя на разрядной линии, в котором функцию ключа делает электромеханическое реле (геркон), а S-диод типа АА732А(Б) использован в качестве обострителя импульсов.

Время запаздывания срабатывания разглядываемого обострителя определяется временем заряда эквивалентной емкости обратносмещенного n-v-перехода через громадное сопротивление n-области. При напряжении на входе обострителя UВХ = 2UП время задержки переключения S-диода образовывает 6 нc. Амплитуда импульса напряжения на выходе обострителя определяется соотношением , IH импульсный ток в нагрузке Rн, а коэффициент передачи по напряжению равен . Так, к примеру, для S-диодов с параметрами Ri=8 Ом, Uост/Uп?0,1, применяемых в схеме обострителя, при Uвх =2Uп=300В и Rн=75 Ом имеем и пс. Наряду с этим фронт импульса напряжения на входе обострителя не должен быть больше 6 нс. Укорочение фронта входного импульса определяется коэффициентом ухудшения . Большое его значение возможно отыскано из соотношения .К примеру, при.t3- 6 нc, tп= 200 пс и Uвх- Uп данный коэффициент равен 30. Громадные значения коэффициента ухудшения импульсов реализовывать в формирователях во многих случаях не нужно, поскольку джиггер возрастает до 100 пс, тогда как в большинстве случаев в S-диодах он не превышает 30 пс.

Формирование импульсов с помощью коммутируемой разрядной линии.

Рисунок 94. Схемы обострителя и релаксатора на S-диодах

Для уменьшения времени переключения на S-диод подают напряжение, воображающее собой сумму постоянной U0 = (0,1 ? 0,5) Uп и импульсной составляющих. Помимо этого, уменьшение длительности фронта формируемых импульсов создают посредством корректирующей RC-цепи, где R равняется волновому сопротивлению р2 передающей линии Л32, подключаемой, как продемонстрировано стрелкой на рисунке 94а, к точке А соединения Л32 и S-диода. Сущность коррекции содержится в создании различных условий передачи в нагрузку для плоской и фронтальной частей формируемого импульса. Передача первой из них в нагрузку осуществляется от эквивалентного генератора с внутренним сопротивлением Rг = р2 + Ri, а второй — от генератора c Rг.=Ri. Расчетные оценки для р2 = 50 Ом, Ri = 5 Ом, tп = 200 пс и LB = 0, где LB -индуктивность выводов корректирующего конденсатора, дают следующие результаты. Продолжительность фронта импульсов на выходе обострителя образовывает: tф=70 пс при выбросе ? = 0% и постоянной времени корректирующей цепи пс при и . В случае, если, к примеру, LB= 2нГн, то tф = 40пс при ? = 30% и . Так, корректирующая цепь, как показывают расчеты, разрешает, уменьшить продолжительность фронта импульсов в несколько раз.

При построении релаксаторов, трудящихся в автоколебательном режиме, S-диод включают по схеме, приведенной на рисунке 94б, в которой накопительным элементом есть конденсатор Снак либо разрядная линия (на рисунке не продемонстрирована). И в том и другом случае R0 RH — р. Перемещение рабочей точки на участок ВАХ с отрицательным сопротивлением, т. е. в положение 2 (рисунок 93), снабжающее режим автогенерации, реализовывают методом подачи на диод напряжения U0 = Un +1утR3, где ток, протекающий через обратносмещенный S-диод, Iут а продолжительность их фронта . Соотношения и Т = 3R3 CНАК определяют продолжительность генерируемых импульсов по уровню 0,5 от амплитудного значения и период повторения импульсов (при Тtв).

В случае, если в качестве накопителя употребляется разрядная линия длиной l, включаемая последовательно между R3 и S-диодом, то для расчета параметров генерируемых импульсов смогут быть использованы следующие соотношения: , где — время задержки на единицу длины линии; (при Тtв), где Сп — погонная емкость линии.

В рассмотренных выше устройствах для обеспечения стабильности момента времени переключения требуется стремительный заряд накопительных элементов до высокого напряжения (Uп ? 100 В).

Формирователи импульсов на диодах с накоплением заряда.Принцип работы формирователей основан на свойстве ДНЗ быстро восстанавливать обратное сопротивление при переключении из состояния прямой проводимости в закрытое состояние. Схемы несложных Формирователей приведены на рисунке 95. Нужное значение прямого тока диодов задается источником смещения и резисторам.

Данный ток определяет время рассасывания tрас заряда, накопленного в базе диода, по окончании подачи закрывающего перепада напряжения с tф tрас. Схему на рисунке 95 а применяют для создания фронта импульсов, а схему на рисунке 95б — для укорочения импульсов. В последнем случае более крутым есть срез импульсов. В целях формирования импульсов с крутыми срезом и фронтом применяют каскадное соединение этих схем.

Формирование импульсов с помощью коммутируемой разрядной линии.

Рисунок 95. Схемы включения ДНЗ:

а — параллельная; б — последовательная

Для формирователей на ДНЗ характерными являются искажения типа полочка, обусловленные конечным сопротивлением диода в проводящей состоянии на протяжении рассасывания заряда в базе. Такие искажения ликвидируют методом включения последовательно в передающий тракт дополнительного диода. В большинстве случаев это диоды Шоттки с громадным малым и обратным напряжением временем установления прямого сопротивления. Диоды Шоттки делают функцию изолирующих элементов в многокаскадных формирователях. Они предотвращают подачу обратного напряжения на последующий ДНЗ в многокаскадном формирователе, пока не закончится стадия высокой обратной проводимости в прошлом ДНЗ.

В качестве изолирующих элементов, обеспечевающих соответствующее последовательное формирование и запаздывание сигнала импульса каждым ДНЗ, в многокаскадном формирователе смогут быть использованы отрезки коаксиальной либо микрополосковой линий передачи.

С применением диодов с накоплением заряда КД524, КД528 и КД630 такие устройства разрешают вырабатывать импульсы с длительностью фронта 100-300 пс и амплитудой 10-50 В.

Диоды с накоплением заряда громадное использование находят в формирователях стробирующих пикосекундных импульсов для устройств выборки-хранения. Тут посредством ДНЗ формируют перепады напряжения малой длительности с последующим их дифференцированием методом отражения от короткозамкнутых стенок формирующей камеры. Наряду с этим вместе с главным импульсом U образуются за счет переотражения и паразитные колебания Uпк. Активную амплитуду U0 = U — Uпк стробирующего импульса увеличивают методом согласования отдельных узлов формирователя либо методом подавления паразитных колебаний. Активная амплитуда стробирующих импульсов в таких схемах образовывает 6,5 — 7 В.

Формирование импульсов с помощью коммутируемой разрядной линии.

Для получения пикосекундных стробирующих импульсов с крутыми срезом и фронтом возможно использована двухканальная структура (рисунок 96), сочетающая нелинейный и линейный способы формирования импульсов.

Рисунок 94. Двухканальная структура формирователя

Суммируемые в общей нагрузке выходные сигналы канальных формирователей Ф1 и Ф2 на ДНЗ являются в этом случае разнополярные перепады напряжения, перемещённые во времени относительно друг друга. Продолжительность формируемых импульсов регулируют методом трансформации задержки исходного импульса в одном из каналов.

Формирователи импульсов на дрейфовых диодах. Для создания импульсов с фронтом меньше 100-200 пс и амплитудой выше 0,3-1 кВ применяют дрейфовые диоды с задержкой лавинного пробоя. В случае, если к дрейфовому диоду приложить изменяющееся по амплитуде с высокой скоростью напряжение в блокирующем (закрывающем) направлении, то в диоде через некое время задержки t3 возбуждается ударно-ионизационная волна. Распространение таковой волны через базисную область полупроводниковой структуры (в большинстве случаев это р+-п-n+-структура) ведет к резкому уменьшению сопротивления данной области электронно-дырочной плазмой, рассасываемой в следующей стадии протекающим током в течение нескольких наносекунд. По окончании восстановления напряжения на диоде до напряжения стационарного пробоя предстоящее протекание тока приводят к выделению громадной мощности на диоде. Исходя из этого продолжительность исходных импульсов, подаваемых на обостритель, должна быть меньше времени, за который диод будет в открытом состоянии.

Дрейфовые диоды индустрией не выпускаются. Но в качестве таких элементов смогут быть использованы простые силовые диоды типа КД 206 (В, Б), КД210А, Д231А и другие.].

Формирование импульсов с помощью коммутируемой разрядной линии.

Несложная схема обострителя на дрейфовом диоде приведена на рис. 97 а. В данной схеме с тиристорного генератора (ГИ) с предварительными цепями формирования (на рисунке не продемонстрированы) импульсы с длительностью фронта 1-2 не и амплитудой приблизительно 1 кВ подаются через развязывающую линию на дрейфовый диод. Дрейфовый диод предварительно смещают в закрывающем направлении до напряжения U0 = (0,7 ? 0,9) Uп, где Uп — статическое напряжение пробоя. При таком смещении время переключения обострителя имеет минимальное значение. Напряжение, коммутируемое диодом, к моменту его включения определяется соотношением Uк = kU(t)+U0, где k — коэффициент, учитывающий отражение волны напряжения генератора U(t) от финиша линии. При t ? t3 в диоде возбуждается волна ударной ионизации, которая распространяется в его базе за время tф. Напряжение на диоде падает фактически до нуля, а на нагрузке выделяется перепад напряжения Uн. При применении приведенных выше диодов либо намерено изготовленных дрейфовых диодов продолжительность фронта организованных импульсов составила 200-250 пс при Uн ? 0,3 ? 1 кВ. Продолжительность среза импульса определяется временем восстановления обратного напряжения на диоде.

Рисунок 97. Схема формирователя на дрейфовом диоде с задержкой лавинного пробоя (а) и форма выходного импульса (б)

Не считая рассмотренной смогут быть использованы схемы обострителей, у которых в качестве накопительных элементов используют лишь конденсаторы, и схемы обострителей, у которых дополнительное формирование импульсов создают посредством разомкнутых на финише отрезков линии и т. п.

Принципиальной изюминкой дрейфовых диодов, определяющей эффективность работы обострителя, есть необходимость получения высоких значений dU(t)/dt, что налагает высокие требования к предварительному генератору импульсов. Исходя из этого чтобы получить малые значений tф применяют каскадное включение обострителей.

генераторы и Формирователи импульсов на транзисторах.Транзисторы как активные многофункциональные элементы в пикосекундной импульсной технике разрешают довольно формирования импульсов и задачу генерирования, следующих с высокой частотой повторения. В базу построения таких устройств заложены разные правила. Обширно известны, к примеру, релаксаторы импульсов на биполярных лавинных транзисторах. Эти устройства способны генерировать импульсы с длительностью фронта меньше 100 пс при амплитуде 10-15 В и с частотой повторения, не превышающей нескольких десятков мегагерц. Причем с ее увеличением амплитуда импульсов падает. Генерацию импульсов с частотой повторения, составляющей много мегагерц и выше, снабжают релаксационные схемы на ненасыщенных токовых тумблерах (делаемых на базе дифференциальной пары со связанными эмиттерами БТ либо истоками ПТШ) и кольцевые генераторы. Но их возможности ограничиваются задержкой сигнала в петле обратной связи.

Генераторы сверхвысокочастотных (гигабитовых) импульсных последовательностей поэтому делают на следующей базе. Сначала генерируют синусоидальный СВЧ-сигнал, после этого его подвергают формированию (ограничению). При применений в качестве ограничителей ненасыщенных токовых тумблеров на БТ со связанными эмиттерами приобретают последовательности импульсов с частотой повторения приблизительно до 1-1,5 ГГц. Возможности таких формирователей ограничены параметрами БТ и схемотехническими изюминками их построения, одной из которых есть необходимость соединения эмиттеров (либо истоков) с неспециализированной шиной через резистивно-емкостные цепи. Эти цепи вносят в схему дополнительные паразитные реактивности, снижающие ее широкополосность. Более подходящими при построении формирователей импульсов с частотой повторения ¦п 1 ГГц являются ПТШ, включаемые по схеме с неспециализированным истоком, соединенным с неспециализированной шиной без дополнительных цепей.

Генераторы гигабитовых сигналов применяют по большей части в качестве испытательных устройств при проверке сверхбыстродействующих логических интегральных схем, в волоконно-оптических совокупностях связи для возбуждения светоизлучающих диодов, и при обработке цифровых сигналов. К ним в большинстве случаев предъявляют комплекс требований, включающий, например, не считая диапазона частот ¦п импульсов и их временных параметров, возможность управления амплитудой, полярностью, уровнем постоянного другие требования и смещения.

Главные из этих требований смогут быть выполнены с применением обрисованных в разделе 7.6 пикосекундных усилительных модулей и других соответствующих функциональных звеньев, выполненных на ПТШ.

Усилительные модули в гигабитовых генераторах являются главными узлами и делают функцию двустороннего ограничения сигналов. Достижение высоких временных параметров формируемых импульсов связано не только с потенциальными возможностями ПТШ, но, и с проблемой широкополосного согласования усилительных и других модулей, трудящихся в сильнонелинейном режиме. Если сравнивать с линейным режимом работы ПТШ эта неприятность усугубляется зависимостью входных и выходных импедансов транзисторов от уровня ограничивающего сигнала с изменяющейся, помимо этого, в широких пределах частотой повторения. Это событие в общем случае предполагает применение адаптирующихся к уровню сигнала либо управляемых согласующих, сглаживающих и корректирующих цепей.

Проблему широкополосного согласования формирующих модулей в определенной мере возможно решить методом применения режима отсечки, а не насыщения тока стока ПТШ. В этом режиме реактивные параметры активных элементов имеют мельчайшие значения, а выравнивание сопротивлений в области нижних и средних частот создают посредством стоковых нагрузок транзисторов, сопротивление которых имеет значения приблизительно 50-100 Ом.

Для среза длительности импульсов и уменьшения фронта целесообразно сочетать нелинейные и линейные способы формирования. Это, например, возможно реализовано, как и в пикосекундных усилителях с ООС по напряжению, методом передачи по дополнительному каналу части сигнала на выход формирующего суммирования и каскада его в противофазе с главным знаком..

Не считая нелинейного способа формирования, основанного на ограничении сигнала, дополнительно возможно применять эффект ганновской генерации, проявляющийся при малых напряжениях смещения на затворах в некоторых типах транзисторов (в частности, у ПТШ АП602) с ВАХ, имеющими вид, изображенный на рисунке 98а. В таком транзисторе рабочую точку направляться выбирать так, дабы одна полуволна формируемого сигнала переключала ПТШ в состояние с доменом, а вторая полуволна выводила бы его из этого состояния и ограничивалась за счет отсечки тока стока.

Пример структурной схемы формирователя гигабитовых сигналов приведен на рисунке 98б. Тут предварительный усилитель-формирователь складывается из одного либо двух модулей, схема которых приведена на рисунке 69.

Формирование импульсов с помощью коммутируемой разрядной линии.

Рисунок 98. а- вольт-амперные характеристики ПТШ с доменной неустойчивостью, б — структурная схема формирователя гигабитовых последовательностей импульсов

Наряду с этим выходной транзистор первого модуля употребляется для управления полярностью формируемых сигналов методом трансформации символа питающего напряжения на его стоке (см. рисунок 41а). Промежуточный усилитель-формирователь выполнен по такой же базисной схеме, как и блок 1. Блок 3 делает функцию регулирования амплитуды выходного сигнала и выполнен по схеме рисунке 84. Блок 4 представляет собой два эмиттерных повторителя, выполненных на комплементарной паре биполярных транзисторов. Данный блок задает соответствующий базисный уровень (хорошее либо отрицательное напряжение смещения) гигабитовой последовательности импульсов.

Формирователь, выполненный по гибридно-интегральной технологии с применением транзисторов типа АП602А-2 в обрисованной схеме, имеет следующие параметры: частота повторения выходных импульсов от 1 до 3 ГГц при среза и длительности фронта меньше 70 и 90 пс; большая амплитуда выходного сигнала 2,5 В на нагрузке 50 Ом; диапазон регулирования выходного напряжения 20 дБ; диапазон регулирования напряжения базисного уровня от 0 до ±2,5 В. В большей части диапазона частот повторения импульсы имеют форму, близкую к прямоугольной, а гигабитовая последовательность является меандром . На частотах повторения приблизительно от 2,5 до 3 ГГц форма импульсов изменяется на колоколообразную. Для ее улучшения нужно использовать более широкополосные базисные модули. Чтобы выходная гигабитовая последовательность имела форму, близкую к форме меандра, верхняя граничная частота ее спектра обязана как минимум в 3 раза быть больше большую частоту повторения импульсов.

При трансформации частот повторения исходных сигналов значительно изменяются условия формирования, что усложняет задачу получения высоких метрологических черт. Исходя из этого применяют пара каналов формирования, трудящихся в соответствующем диапазоне частот повторения.

Глава 8. Области применения быстродействующих устройств пикосекундного диапазона

Практическое применение таймера 555


Понравилась статья? Поделиться с друзьями: